Hovedbrud til virksomheder: ISDN lukkes og 100.000 telefonlinjer skal omlægges

Jo, så vidt jeg kan se:</p>
<p><a href="https://www.retsinformation.dk/eli/ft/1995..">https://www.retsinformati…;
<p><a href="https://www.retsinformation.dk/eli/ft/2006..">https://www.retsinformati…;
<p>Lovene ovenfor er ikke mærket som historisk, og burde være gældende.</p>
<p>Går ud fra, at TDC forventer, at de kan ændre lovene, hvis de har lyst...

2. ISDN-tjenester eller elektroniske kommunikationstjenester med minimum samme grundlæggende funktioner.

Hvilket betyder, at de skal tilbyde ISDN - eller noget andet, med tilsvarende funktioner. Det er så her problemet er - kan man sige at SIP har tilsvarende funktioner, eller den gamle PSTN?

Nej! Det kan man ikke.

Er ISDN ikke, ligesom fastnet-telefonlinjer, omfattet af teleselskabernes forsyningspligt?

https://www.retsinformation.dk/eli/ft/199512K00241

https://www.retsinformation.dk/eli/ft/200612L00141

Lovene ovenfor er ikke mærket som historisk, og burde være gældende.

Går ud fra, at TDC forventer, at de kan ændre lovene, hvis de har lyst...

Tjah, vil nok indrømme, at jeg havde valgt kiss-kiss og ikke taget hensyn til 20% ekstra effektivitet ;).

Hvorfor det? Mange bække små ...

40 databit med arbitrering (plus ID) giver mulighed for at sende de fleste enkeltdata og styrekommandoer fra flere enheder samtidig, og vil man have flere flere enheder til samtidig at kunne sende data til mange enheder i samme telegram, indleder man bare datadelen med én eller flere arbitreringsbytes. I det tilfælde skal man jo alligevel specificere en dataforsinkelse.

Jeg har valgt kun at arbitrere på de første 40 bit for at øge effektiviteten med de 20 %, når der sendes data til mange enheder i samme telegram f.eks. til scenelyslamper eller til mange servoakser på en robot eller en CNC-maskine.

Man kunne måske give mulighed for, at der kan laves en pause i arbitreringen et reserveret antal millisekunder, hvor bussen gives fri, og kan bruges med hvad-som-helst data i perioden. Det vil kunne muliggøre at data med en anden protokol vil kunne indlejres, f.eks. data med høj hastighed, mellem to enheder tæt på hinanden, uden at det vil kræve andet end en feature, til at reservere bussen til andet formål i et stykke tid. I denne tid, vil arbitreringen slås fra, så den ikke kan forstyre i perioden. Der vil dog nok skulle stilles krav om, at protokollen ikke oplader eller saboterer bussen. En sådan feature, vil gøre at bussen kunne opgraderes med nye standarder, og vil stadigt være pakket ind i den gamle, og dermed være kompatible, hvis basisstandarden supporteres.

Laver man standarden på den måde, at den kan betragtes som en indpakning af data standard, så muliggør det en fleksibilitet (men desværre også kaos), som vi kender fra DVB standarden, og hvor sub-standarder opstår, afhængigt af hvilke data der puttes i datapakkerne, og hvilke tabeldata der kræves.

I nogle sammenhæng med datanetværk, kan også være en fordel at kunne sikre en ligelig fordelt båndbredde, f.eks. ved der er en ekstra prioritetsbit der sættes til lav prioritet så snart en enhed har udsendt en pakke, og den derved først sender data ud, når at alle andre enheder har sendt data ud, og der begynder at blive sendt pakker af lavprioritets typen - altså der begyndes en ny runde. Alle enhederne skal lytte, og så snart der kommer en lavprioritetspakke af den type, så skiftes alle lavprioritetsbittene ud til høj prioritet, da der så er begyndt en ny runde på at udsende pakker.

Hvilket er præcis det, der sker på Max-i og gør den deterministisk. Det er derfor, arbitreringslængden er 12+1 bit eller 31+1 bit, hvor den ene bit er den ekstra prioritetsbit, som også kan være fast 0 ved f.eks. tidstelegrammer eller fast 1 ved helt ukritiske telegrammer.

Jeg tror, at hvis jeg skulle lave en standard som din, så vil jeg nok arbitrere på alle bits, også i data,

Jeg har valgt kun at arbitrere på de første 40 bit for at øge effektiviteten med de 20 %, når der sendes data til mange enheder i samme telegram f.eks. til scenelyslamper eller til mange servoakser på en robot eller en CNC-maskine.

KISS - Keep It Simple Stupid.

Hvis du bruger mange bits til arbitreringen, mener jeg der findes metoder, så der ikke skal bruges mange bits, per sendt pakke data, og som stadigt laver logisk arbitrering, endda med vilkårlig bitbredde uden det optager plads. Fidusen er, at der kun udsendes de bits, der har betydning for arbitreringen, og er der to der har samme ID, begge med masser af nul'er foran, så sendes 0'erne kun første gang, og huskes ved fremtidige.

Max-i bruger enten 12+1 eller 31+1 bit til busarbitrering alt efter, hvad der er mest praktisk. Det svarer til CAN's 11 eller 29 bit. 12 bit rækker til 3999 værdier, og så mange har man sjældent på én bus; men problemet er, at numre ikke siger noget om værdiens oprindelse. Derfor kan 31-bit identifikatoren være praktisk til bl.a. industribrug, da den giver mulighed for et helt nummereringssystem - se afsnittet "Plant Numbering System (PNS)" her: http://max-i.org/industrial-automation-1.html . Man mister selvfølgelig noget på effektiviteten, men slipper til gengæld for alenlange krydsreferencetabeller og kan reagere fornuftigt på fejlmeddelelser, selv om man står "in the middle of nowhere" uden nogen dokumentation.

I modsætning til stort set alle CAN protokoller giver Max-i mulighed for at sende de samme værdier fra mange forskellige enheder, hvilket f.eks. er nødvendigt for at kunne have flere styretavler eller for bare at kunne styre de samme lamper fra flere knapper. Derfor kan der også ske kollision i datadelen af telegrammet (samme ID), og da man kun vinder 20 % ved at reducere 1-bittens længde ved datadelen i forhold til arbitreringsdelen, ventes med at skifte bitlængde til efter 40 bit og ikke kun efter 13 eller 32 bit. Ved CAN FD mister man muligheden for busarbitrering under datadelen, så selv om FD under ideelle omstændigheder giver mulighed for at overføre datadelen meget hurtigere, er systemet ubrugeligt til de anvendelser, som Max-i er beregnet til.

Det er lidt mere kompliceret, og ikke helt så nemt at gennemskue ved logning/debugning.

Identifieren på Max-i bruges ikke bare til at nummerere data, men også til at vælge mellem "network attributes", "implicit short value ID", "implicit long value ID", "group ID" og "explicit attributes", hvilket et komprimeret system naturligvis også skal kunne håndtere. Jeg tvivler på, at du kan lave noget, der er værd at løbe efter. Du kan højest spare nogle ganske få bit, men får til gengæld et ekstremt kompliceret system, som kræver mange gates, er svært at overskue og debugge, og som måske også indfører fejlmuligheder, som kan kompromitere sikkerheden. F.eks. giver CAN's bitstuffing og CAN FD udvidelsen problemer - søg f.eks. på "CAN FD and the CRC issue - CAN Newsletter Online" og download pdf-filen.

KISS - Keep It Simple Stupid.

For CAN sætter propagation segmentet i de enkelte bit en tilsvarende begrænsning - se tegningen på <a href="http://max-i.org/technical-description.html">http://max-i.org/technical…; , som jeg tidligere har henvist til, så CAN og Max-i har stort set samme maksimalhastighed på en given linjelængde. Dog har den nye CAN-FD mulighed for at sætte hastigheden betydelig op efter arbitreringsperioden, hvor Max-i blot kan reducere 1-bittens længde; men størsteparten af telegrammer på Max-i er meget korte - helt ned til 5 bytes, hvor dette ikke kan udnyttes. Desuden reduceres S/N forholdet betragteligt, når hastigheden øges, da energien i hver bit mindskes, støjbåndbredden øges, og der kan komme problemer med at detektere de vigende bit på en reaktiv linje.

Er ISDN ikke, ligesom fastnet-telefonlinjer, omfattet af teleselskabernes forsyningspligt?

Der findes vel stadig adresser, der ikke kan få xDSL/kabel/fiber-forbindelse, hvor mobildækningen også er dårlig? Indrømmet, 128 kb/s er tæt på ubrugelig til moderne internet-applikationer, men så bør forsyningspligten vel udvides, så enhver kan bestille - og mod en rimelig tilslutningsafgift få leveret - en brugbar forbindelse.

I 2014 blev der sagt, at der i 2020 skulle være mindst 100 Mb/s til alle husstande.

Ja; men man vælger selvfølgelig den teknologi, der er bedst egnet til opgaven.</p>
<p>Ved Max-i sættes den maksimale hastighed i forhold til buslængden af, at pulslængden som minimum skal svare til 2 x propagation delay, hvis det specielle termineringsprincip med clampnetværk skal virke, så man mister næsten intet yderligere pga. den bitvise busarbitrering - kun de 20 % under busarbitreringsperioden.</p>
<p>For CAN sætter propagation segmentet i de enkelte bit en tilsvarende begrænsning - se tegningen på <a href="http://max-i.org/technical-description.html">http://max-i.org/technical…; , som jeg tidligere har henvist til, så CAN og Max-i har stort set samme maksimalhastighed på en given linjelængde.

busarbitreringsperioden på 40 bit, er effektiviteten bedre, og der mistes ingen data.

Det, som jeg nok foretrækker, er tålmodighedsbaserede netværk. Her haves flere tålmodighedsgrader, og det er tålmodigheder der styrer, hvore stor pauser der kræves mellem pakkerne, før at en sender forsøger at sende. Dette er meget analogt til, hvordan mennesker fungerer ubevidst. Typisk vil kræves flere niveauer af tålmodighed: Et par stykker til arbitreringen (1,2), hvis flere byder på samtidigt. En, der indikerer man er mere tålmodig, fordi at man netop har fået et ord indført, og ikke behøver at sende data igen, før at alle har fået et ord indført (eller pakke i pakkedatasammenhæng). Og endeligt, en endnu større tålmodighed, der indikerer at alle nu har fået et ord indført, og at hele runden starter forfra. Der kan anvendes f.eks. 40 bit - eller flere - til at styre tålmodigheden, og de læses end ikke, andet end når det er nødvendigt. Man kan anvende et computer-ID til at styre det, og så vil alle der forsøger at komme på, opnå adgang i den rækkefølge som deres ID angiver, helt deterministisk. Skal det være godt, så anvendes ikke kun 0 og 1, men også værdier mellem 0 og 1, så tålmodigheden er ikke bare delays styret binært fra 1-4. Dette giver færre kollisioner, fordi at der derved sorteres flere utålmodige ved en kollision. Ved at anvende flere tålmodighedsgrader sikres, at enhederne ikke råber i munden på hinanden. Der er en fast protokol, ud fra hvor stor at afstanden er mellem pakkerne, for hvem der får lov at få et ord indført. Og har man først fået et ord indført, så udgår man af runden, indtil at der er mussestille i så lang tid, at runden starter forfra (delay 4). Udover tålmodighed der styres af balanceringen, så kan også bygges prioriteter på, så pakker med højst prioritet vælges først, før runden med den almindelige balancering fortsætter.

Problemet med max-i og andre bit-arbitrerede busser, er så til gengæld, at du får svært ved at opnå en stor hastighed i forbindelse med arbitreringen, hvis du har et meget stort netværk,

Ja; men man vælger selvfølgelig den teknologi, der er bedst egnet til opgaven.

Ved Max-i sættes den maksimale hastighed i forhold til buslængden af, at pulslængden som minimum skal svare til 2 x propagation delay, hvis det specielle termineringsprincip med clampnetværk skal virke, så man mister næsten intet yderligere pga. den bitvise busarbitrering - kun de 20 % under busarbitreringsperioden.

For CAN sætter propagation segmentet i de enkelte bit en tilsvarende begrænsning - se tegningen på http://max-i.org/technical-description.html , som jeg tidligere har henvist til, så CAN og Max-i har stort set samme maksimalhastighed på en given linjelængde. Dog har den nye CAN-FD mulighed for at sætte hastigheden betydelig op efter arbitreringsperioden, hvor Max-i blot kan reducere 1-bittens længde; men størsteparten af telegrammer på Max-i er meget korte - helt ned til 5 bytes, hvor dette ikke kan udnyttes. Desuden reduceres S/N forholdet betragteligt, når hastigheden øges, da energien i hver bit mindskes, støjbåndbredden øges, og der kan komme problemer med at detektere de vigende bit på en reaktiv linje.

Det kunne være smart, hvis robotplæneklipperne havde indbygget TDR måling - så kunne de skrive på displayet, hvor mange meter væk at der er brud. De kan nemt lave induktionsmåling, og finde størrelsen af plænen hvis ledningen er ok.

I hvert fald, hvis man har et "rent" brud. Seneste problem jeg havde, var en samling, som var tæret. Det ændrede modstanden fra 2 til 150 ohm. Skidtet ville ikke køre, men det var noget udfordrende at finde at det var den gamle samling, som var problemet.

Ikke jeg; men ifølge denne link: <a href="https://en.wikipedia.org/wiki/ALOHAnet">https://en.wikipedia.org/wiki/A…; kan Pure Aloha kun belastes med 18,4 %, og Slottet Aloha kan belastes op til 36,8 %. Max-i kan derimod belastes med 100 % og er i den situation stadig fuldt deterministisk, idet hver enhed så blot kommer igennem én efter én, så selv om der mistes 20 % ved længere 1-bit (0-bit er de samme) under busarbitreringsperioden på 40 bit, er effektiviteten bedre, og der mistes ingen data.

Det kan generalt være et hastighedsproblem med en bit-arbitreret bus</p>
<p>Hånden i vejret: Hvem har nogensinde sendt en pakke igennem et rigtigt Aloha-netværk ? :-)

Det betyder dog ikke, at det er umuligt, at lave f.eks. prioriteter ved en kollisionsbaseret bus - f.eks. kan man indføre prioritet ud fra tålmodighed. Er der en lille afstand mellem pakkerne, så vil en utålmodig starte at sende ud, hvis afstanden er kortere, end en tålmodig vil kræve som afstand. Og det kan opnås en balanceret tilgang, ved at en utålmodig ændrer sin tålmodighed når de har fået data udsendt, således at alle andre kommer til først, indtil alle er så tålmodige, at der startes i tålmodighedsrunden forfra. Sådanne teknikker svarer meget til de ubevidste måder at mennesker kommunikerer på, f.eks. i møde. Her er vigtigt med pauser, og at lade andre komme til, hvis man netop har fået et ord indført. Det er en del af balanceringsteknikken. Mennesker anvender både ballancering og prioriteter i møde.

Hånden i vejret: Hvem har nogensinde sendt en pakke igennem et rigtigt Aloha-netværk ? :-)

Ikke jeg; men ifølge denne link: https://en.wikipedia.org/wiki/ALOHAnet kan Pure Aloha kun belastes med 18,4 %, og Slottet Aloha kan belastes op til 36,8 %. Max-i kan derimod belastes med 100 % og er i den situation stadig fuldt deterministisk, idet hver enhed så blot kommer igennem én efter én, så selv om der mistes 20 % ved længere 1-bit (0-bit er de samme) under busarbitreringsperioden på 40 bit, er effektiviteten bedre, og der mistes ingen data.

Det kan generalt være et hastighedsproblem med en bit-arbitreret bus

Hånden i vejret: Hvem har nogensinde sendt en pakke igennem et rigtigt Aloha-netværk ? :-)

Rigtigt; men det tabsfri kabel findes ikke, så den situation kan man til alle praktiske forhold se bort fra.</p>
<p>Som jeg skrev ovenfor, er impedansen af et kabel givet ved:</p>
<p>Zo = sqrt((R + jωL)/(G + jωC)), hvor R er loopmodstanden/m, L er loopselvinduktionen/m, C er kapaciteten/m og G er lækledningsevnen/m incl. evt. tab i isolationsmaterialet; men normalt er G << jωC og kan derfor sættes til 0.</p>
<p>For lave frekvenser, hvor R er sammenlignelig med jωL, varierer impedansen kraftigt med frekvensen; men over omkring 100 kHz, hvor R << jωL, bliver impedansen ohmsk: Z0 = sqrt(L/C).</p>
<p>I praksis er problemet yderligere det, at pga. skineffekten stiger R også med frekvensen - dog kun med kvadratroden, så man skal faktisk ganske højt op i frekvens, før impedansen kan anses for rent ohmsk. Ved de kabler og de pulsbredder, der er relevant ved feltbusser som STLnet, Max-i, CAN m.fl., gælder den tilnærmelse ikke, så linjen vil altid være mere eller mindre reaktiv og kan derfor lades op, og den egenskab forstærkes yderligere, når man tilkobler enheder, der altid vil være kapacitive. Det så jeg allerede for næsten 40 år siden, hvor jeg designede STLnet'et, der ligesom CAN var baseret på dominerende og vigende bit. Her blev jeg nødt til at lave en niveaudetektor, som afhang af signalniveauet for de dominerende bit for rimelig sikkert at kunne detektere en efterfølgende vigende bit. Ved et konstant niveau fik jeg en voldsom bias-forvrængning, fordi stigetiden på linjen var væsentlig kortere end faldetiden. Selv ved Max-i, som er 100 % symmetrisk drevet, ses problemet, som vist på de tidligere omtalte figurer A.20 og A.21. Det kostede mig faktisk et redesign, hvor jeg måtte indføre en periode efter hver bit svarende til linjens propagation delay for at holde fænomenet på et acceptabelt niveau, hvilket kostede en del på hastigheden. Jeg havde simuleret det hele med "lumped" netværk incl. ohmsk modstand og følte mig derfor rimelig sikker; men da jeg fik testet det på rigtige kabler, havde naturen den frækhed at opføre sig markant anderledes end disse simuleringer. Det er derfor, jeg gang på gang understreger, at man skal tage skineffekten med i sine simuleringer eller ialtfald vide præcis, hvad man gør, for faktisk kan nulgennemgangene godt simuleres rimelig nøjagtig med en tabsfri linje; men resten af kurveformen passer bare ikke.

Det kan generalt være et hastighedsproblem med en bit-arbitreret bus som CAN bussen, og din bus. Normalt er nødvendigt, at bruge en meget langsom hastighed til de bit, der er bit-arbitreret, mens at datapakker fint kan køre på stor hastighed, såfremt man får balanceringen til at fungere. Den bit-arbitrerede del, vil ofte være afhængigt af ledningens længde, og det er det svært at gøre meget ved. Den bedste løsning, som jeg kender, til at presse så meget ud af et bit-arbitreret kabel som muligt, er ved at ikke anvende and/or af logiske bit, men ved at anvende kollisioner. Disse kan helt sammenlignes med en logisk or, og muliggør således at der kan udsendes bits sammen med bit-arbitreringen, så fremt der ikke er kollision. Derved, kan data sendes med stor hastighed, men der skal gensendes data ved kollisioner. Med denne akitektur, kan man hvis der kun sendes data fra en sender af gangen, sende data uden kollisioner. Sendes data fra flere, så kan man anvende logisk arbitrering på grundlag af kolliosioner, til at f.eks. sikre prioriteret tilgang, tilgang i systemastisk rækkefølge, osv. helt som ved CAN bussen. Oftest kan antallet af kollisioner reduceres, ved at hardwaren holder øje med bussen, og anvender et velvalgt tidspunkt, at koble sig på. Skulle to komme på samtidigt, så anvendes bit-arbitrering, ved hjælp af kollisioner, for at bestemme den der skal få adgang, eller hvis en enhed ønsker at afbryde en datatransport, fordi den har en højere prioritet, end den datatransport som er i gang.

Om kablet oplades, afhænger af om der er tab i kablet. Et kabel uden tab, vil ikke oplades.

Rigtigt; men det tabsfri kabel findes ikke, så den situation kan man til alle praktiske forhold se bort fra.

Som jeg skrev ovenfor, er impedansen af et kabel givet ved:

Zo = sqrt((R + jωL)/(G + jωC)), hvor R er loopmodstanden/m, L er loopselvinduktionen/m, C er kapaciteten/m og G er lækledningsevnen/m incl. evt. tab i isolationsmaterialet; men normalt er G << jωC og kan derfor sættes til 0.</p>
<p>For lave frekvenser, hvor R er sammenlignelig med jωL, varierer impedansen kraftigt med frekvensen; men over omkring 100 kHz, hvor R << jωL, bliver impedansen ohmsk: Z0 = sqrt(L/C).

I praksis er problemet yderligere det, at pga. skineffekten stiger R også med frekvensen - dog kun med kvadratroden, så man skal faktisk ganske højt op i frekvens, før impedansen kan anses for rent ohmsk. Ved de kabler og de pulsbredder, der er relevant ved feltbusser som STLnet, Max-i, CAN m.fl., gælder den tilnærmelse ikke, så linjen vil altid være mere eller mindre reaktiv og kan derfor lades op, og den egenskab forstærkes yderligere, når man tilkobler enheder, der altid vil være kapacitive. Det så jeg allerede for næsten 40 år siden, hvor jeg designede STLnet'et, der ligesom CAN var baseret på dominerende og vigende bit. Her blev jeg nødt til at lave en niveaudetektor, som afhang af signalniveauet for de dominerende bit for rimelig sikkert at kunne detektere en efterfølgende vigende bit. Ved et konstant niveau fik jeg en voldsom bias-forvrængning, fordi stigetiden på linjen var væsentlig kortere end faldetiden. Selv ved Max-i, som er 100 % symmetrisk drevet, ses problemet, som vist på de tidligere omtalte figurer A.20 og A.21. Det kostede mig faktisk et redesign, hvor jeg måtte indføre en periode efter hver bit svarende til linjens propagation delay for at holde fænomenet på et acceptabelt niveau, hvilket kostede en del på hastigheden. Jeg havde simuleret det hele med "lumped" netværk incl. ohmsk modstand og følte mig derfor rimelig sikker; men da jeg fik testet det på rigtige kabler, havde naturen den frækhed at opføre sig markant anderledes end disse simuleringer. Det er derfor, jeg gang på gang understreger, at man skal tage skineffekten med i sine simuleringer eller ialtfald vide præcis, hvad man gør, for faktisk kan nulgennemgangene godt simuleres rimelig nøjagtig med en tabsfri linje; men resten af kurveformen passer bare ikke.

Jeg tror også, at du kan bruge en TDR måling, men det sker ved høj frekvens, og du har som nævnt ikke veldefineret impedans.

Udover, at du kan se det på fasen

Jeg har heller ikke haft brug for at prøve det endnu, men jeg tror nu godt man kan komme et stykke vej med noget TDR lignende, for man kan formodentlig komme langt ved at måle forholdet mellem de to afbrudte stykker.</p>
<p>Selve signalet fra ladestatione er strømpulser der laver et magnetfelt, så i princippet kunne man have brugt coax-kabel, så man fik en kontrolleret impedans at lave TDR på, men det ville være at gøre meget ud af det :-)

Det simple, er at bruge en meget lav frekvens, og lytte sig til hvor langt den når. Jeg tror det er nemmest at gøre, hvis brudet af kablet har forbindelse med jord. Det vil den sikkert have, hvis det er fugtigt jord, eller du vander kablet først.

Du kan nu lave en strømløkke ved at sætte et jordspyd i, og jordspyd på den ene klemme på signalgenratoren, og din ledning på den anden. En pick-up spole, kan måle det udsendte magnetfelt fra strømløkken. Strømmen vil gå igennem jorden, fra dit jordspyd til det brudte sted, og følge kablet retur til kabelklemmen. Indenfor dette område, vil din pick-up spole modtage et signal der svarer til den påtrykte spænding. Går du udenfor strømløkken, så vendes feltet så det bliver omvendt. Du kan derfor nemt følge kablet rundt, ved at tjekke kurveformen, hvis signalgeneratoren ikke giver et symetrisk signal, men f.eks. mere positivit, end negativt, eller du på anden måde kan detektere hvad det er plus og minus, f.eks. to bølger plus, og en bølge minus.

Har du en strømspole, så vil fluxen indenfor spolen gøre at du får samme spænding over din pickup spole. Flytter du din pick-up spole udenfor sendespolen, så vil den så snart den overskrider kanten få den modsatte flux, og signalet negeres. Der hvor du er lige over ledningen forsvinder signalet, da lige stort areal af modtage spolen, er på henholdsvis inderside og yderside af sendespole. Der, hvor det er brud, svarer det til du går udenfor strømløkken.

Udover, at du kan se det på fasen, så vil signalet også forsvinde med afstanden, og jeg tror at det er den nemmeste måde at detektere brud. En signal generator på mellem signal og jord, på begge ledninger, og f.eks. to forskellige frekvenser, så tror jeg du kan høre bruddet med en pickup spole.

er der et stort udækket marked for billigt og robust TDR udstyr til plæneklipperes kantledninger.

Men mit første hit på en google søgning viser at der er simple løsninger allerede.https://www.youtube.com/watch?v=l-amXCFAXSk

Jeg har ikke lige en græsplæne med brud på kablet at teste på, men jeg tror da hurtigt, at vi kan strikke noget sammen.

Jeg har heller ikke haft brug for at prøve det endnu, men jeg tror nu godt man kan komme et stykke vej med noget TDR lignende, for man kan formodentlig komme langt ved at måle forholdet mellem de to afbrudte stykker.

Selve signalet fra ladestatione er strømpulser der laver et magnetfelt, så i princippet kunne man have brugt coax-kabel, så man fik en kontrolleret impedans at lave TDR på, men det ville være at gøre meget ud af det :-)

Men det har du lige netop ikke, når du tilslutter én eller flere lavimpedansede drivere - uanset hvor på linjen, de(n) tilsluttes! Derfor kan linjen sagtens oplades, hvilket du ville opdage, hvis du computersimulerede det.

Har du et et kabel hvor du kobler på et vilkråligt sted på kablet, gælder det samme. Du vil terminere det med en termineringsmodstand i begge ender. Din kabeldrivers impedans betyder ikke noget, da det er termineret i enderne. Du ser ind i en modstand, på den halve af kablets impedans, på et vilkårligt sted på linjen. Der, hvor du henter signalet ud, må du naturligvis ikke belaste. Normalt, vil en driver ikke tilføre betydelig kapacitet, eller påvirke kablet drastisk, men det afhænger af design. Kobler du en stor kapacitor ind, så får du naturligvis en kapacitet, og den kan give refleksioner og støj. Man forsøger at koble ind på kablet med så høj impedans som muligt, da der så er mindst refleksion og støj og gerne en modstand i serie. Modstanden gør, at man ikke direkte ser en kapacitet, og reducere refleksioner.

Undskyld jeg siger det lige ud; men det virker ærlig talt lidt komisk at se dig belære mig om det system, jeg selv har opfundet og udviklet - ikke mindst efter at du påstod, at clampkredsløbene skulle skabe impedanstilpasning!

Det er korrekt, at du ikke laver rigtig impedanstilpasning med dine dioder, da du ikke har termineret spændingen til den som man gør, når man ønsker impedanstilpasning. Det betyder, at du har større refleksioner på kablet, end det som man har hvis man søger for det er impedanstilpasset. Jeg syntes dog ikke, at jeg har kunnet se helt detaljeret hvordan dit system er termineret, så det er lidt svært at sige meget positivt/negativt om hvad du gør.

Du kan ikke lave om på, hvordan transmissionslinjer fungere - eller for den sags skyld andre af fysikkens love ;).

Vrøvl. Så snart pulslængden overstiger propagation delay, står du mere eller mindre med to termineringsmodstande og kabelkapaciteten i parallel. Har du en kraftig driver, kan den selvfølgelig lade kabelkapaciteten op, selv om termineringsmodstandene prøver at lade den af, og så får du ensrettervirkningen, der skaber bias-forvrængning. Gå til grænsen og se situationen ved DC eller bare ved 50 Hz. Vil du så stadig påstå, at kabelkapaciteten er usynlig? Det vil alle dem, der arbejder med højspændingskabler næppe give dig ret i.</p>
<p>Hvis du har et termineret transmissionskabel, så er kabelkapaciteterne totalt usynlige.

Men det har du lige netop ikke, når du tilslutter én eller flere lavimpedansede drivere - uanset hvor på linjen, de(n) tilsluttes! Derfor kan linjen sagtens oplades, hvilket du ville opdage, hvis du computersimulerede det. Det kan da godt være, at du har 120 ohm i hver ende af et 120 ohm kabel; men hvordan tror du impedansforholdene ser ud i driverens eller drivernes tilslutningspunkt(er)?

Undskyld jeg siger det lige ud; men det virker ærlig talt lidt komisk at se dig belære mig om det system, jeg selv har opfundet og udviklet - ikke mindst efter at du påstod, at clampkredsløbene skulle skabe impedanstilpasning!

Jeg tror, at hvis du bruger to signalgeneratorer med hver deres frekvens, så vil du kunne høre på hvilken del af det brudte kabel du er. Har du kun en signalgenerator på, og er udgangssignalet asymetrisk, så vil du kunne se dels på hvilken side af ledningen du er, og fasen vil også afhænge af, på hvilken side af bruddet du er. Det er den måde at græsslåmaskinerne detekterer kanten - de har en spole, der tjekker fasen af det udsendte signal, f.eks. ved det er asymetrisk, eller kodet, og har et accellerometer der måler hvad det er op og ned, så den ikke kører udenfor græsplænen, hvis maskinen lægger sig på hovedet. Med en signalgenerator, burde du kunne følge ledningen rundt, og se hvor bruddet er. Med to, kan du følge begge ledninger, og se hvor bruddet (eller op til 2 brud er).

TDR udstyr til plæneklipperes kantledninger.

Jorden er heldigvis ikke en superleder, så der går nemt et felt igennem, selvom ledningen er under jordoverfladen. Jeg tror derfor, at du kan sætte et par signalgeneratorer på hver ledning, med hver sin frekvens. Og med en følsom spole, kan du sandsynligvis opsamle signalet, og finde ud af hvor signalet skifter. I nogle tilfælde, bruger man en stor spænding, da der derved nemt opnår en strøm direkte gennem jorden, fra det sted hvor der er brud. Det betyder, at du reelt får en spole, hvor den ene leder følger ledningen, og den anden følger jorden i den direkte vej fra brud. Opsamler du nu et signal indenfor dette areal, så vil du modtage et signal der er i fase med det udsendte. Er du udenfor arealet, får du et signal der er i modfase med signalet. Anvendes således et asymetrisk signal, kan du på kurveformen se om du er indenfor eller udenfor området.

Jeg har ikke lige en græsplæne med brud på kablet at teste på, men jeg tror da hurtigt, at vi kan strikke noget sammen. Jeg vil nok prøve med et par signalgeneratorer, der gerne er synkroniseret med hinanden (men f.eks. forskelligt frekvens, vi skal kunne genkende på skopet), og begge har asymetrisk kurveform, så vi kan se på kurven om vi er indenfor eller udenfor spoleområdet fra ledning til brud. Og så en pickupspole og et følsomt skop. Så tror jeg du nemt kan se på skopet, hvor du er i forhold til bruddet. Er det indenfor det hørbare område, kan vi måske høre hvor bruddet er. Altså, ikke noget der kræver et hurtigt skop - men helt simpelt analog elektronik, du kan lave med operationsforstærkere og en signalgeneratorer der giver impulserne til ledningerne. Måske er bedst at lave signalgeneratoren så der gives nogle unikke kurveformer bestemt af noget digitalelektronik, og som er periodisk. Så er det nemt at se på et skop. Og det er nemt at analysere, og f.eks. opsamle og addere periodisk, så eventuelt støj og fejl forsvinder.

Ja, det er egentligt imponerende. I dag kan vi alle simulere det i LT-Spice. I 1964 kunne man måle det på et skop - se figur 14 nederst, opløsning er 200ps per cm.

Hvis nogen har mod på et projekt, er der et stort udækket marked for billigt og robust TDR udstyr til plæneklipperes kantledninger.

Re: Prøv i LT-spice</p>
<p>Prøv at simulere en meget lang transmissionskabel</p>
<p>Jeg kan varmt anbefale HP's Application Note 62 fra 1964:</p>
<p><a href="http://hpmemoryproject.org/an/pdf/an_62.pdf">http://hpmemoryproject.org…;

Sådan et skop stod ikke på alles hylder dengang.

Prøv at simulere en meget lang transmissionskabel

Jeg kan varmt anbefale HP's Application Note 62 fra 1964:

http://hpmemoryproject.org/an/pdf/an_62.pdf

Prøv at simulere en meget lang transmissionskabel uden tab i LT-spice, og observer hvordan den fungerer, før du modtager refleksioner. Du vil se, at det er en ren modstand, indtil du får første refleksion. Sæt eventuel en tilpasningsmodstand på der passer 100% med kablets impedans og du vil se du ser en ren modstand.

Du kan også prøve at oplade et langt kabel, ved at sætte en meget stor modstand i serie med kablet, og ikke have en termineringsmodstand. Sæt et skop på indgangssiden, og se hvordan den virker som ren modstand, men at der kommer et spring ved hver refleksion, så middelspændingen bliver som den du får ved en kapacitet, der svarer til kablets samlede kapacitet.

Du kan også sætte en lille spænding på et kabel, og kortslutte det i den modsatte ende. Ved hver refleksion stiger strømmen. Og samlet, så vokser den, som var kablet en spole. Denne induktion, svarer til kablets induktion. Men strømmen stiger i spring. Du skal vælge et langt kabel for at det er nemmest at se springene.

Hvis dit kabel ikke er impedanstilpasset, så vil du stadigt se ind i en ren modstand. Men, efter et stykke tid, vil du få en reflektion. Er kablet åben i den modsatte ende, vil disse reflektioner give nogle spring, så det samlet ligner en kapacitet, men det er tale om spring, og måler du, vil du se at det ikke er en kondensator som oplades, da spændingen springer i spring over kapaciteten.

Præcis det samme med en induktion. Kortslutter du kablet i den modsatte ende, så vil det i første omgang ligne en induktion. Men, har du et langt kabel, eller sætter et hurtigt skop på, så vil du se, at det ikke er en rigtig spole, for spændingerne og strømmene opstår i spring, for hver refleksion.

Sættes en modstand på, der matcher kablets impedans, så ser du ind i en ren modstand.

Ovenstående gælder faktisk i mange tilfælde, også ved spoler og kondensatorer. Disse har en udstrækning, og der er ikke øjeblikkelig kommunikation på grund af det tager tid for signaler at udbrede sig. Normalt vil de være udformet, så man ikke ser refleksionerne. Men i princippet, så ser du faktisk ind i en modstand i startøjeblikket, også for en spole og kondensator. Det er reflektioner, der giver virkningen af induktion og spole. Men disse sker så hurtigt, og jævnt, at du næppe måler det. Derimod i en transmissionslinje er det tydeligt. En spole - eller en kondensator - ved således ikke, om det er en spole eller kondensator, før at signalerne har udbredst sig så længe, at der opstår refleksioner, der medfører det bliver en kondensator eller spole. Der sker ingen kvantemekaniske mirakler, og er ingen kommunikation over lyshastighed, når at der detekteres spoler og kondensatorer. Alle komponenter er i første omgang en ren modstand, indtil refleksionerne medfører komponenternes karateristik.

Vrøvl. Så snart pulslængden overstiger propagation delay, står du mere eller mindre med to termineringsmodstande og kabelkapaciteten i parallel. Har du en kraftig driver, kan den selvfølgelig lade kabelkapaciteten op, selv om termineringsmodstandene prøver at lade den af, og så får du ensrettervirkningen, der skaber bias-forvrængning. Gå til grænsen og se situationen ved DC eller bare ved 50 Hz. Vil du så stadig påstå, at kabelkapaciteten er usynlig? Det vil alle dem, der arbejder med højspændingskabler næppe give dig ret i.

Det du nævner, er et kabel der ikke er impedanstilpasset, men drives af forskellig impedans, når du sender et 0 og et 1 tal ind. Hvis kablet er impedanstilpasset i den modsatte ende, så svarer kablet til en ren modstand, såfremt den ikke har dæmpning. Det betyder, at du ikke ser en kapacitet.

Vrøvl. Så snart pulslængden overstiger propagation delay, står du mere eller mindre med to termineringsmodstande og kabelkapaciteten i parallel. Har du en kraftig driver, kan den selvfølgelig lade kabelkapaciteten op, selv om termineringsmodstandene prøver at lade den af, og så får du ensrettervirkningen, der skaber bias-forvrængning. Gå til grænsen og se situationen ved DC eller bare ved 50 Hz. Vil du så stadig påstå, at kabelkapaciteten er usynlig? Det vil alle dem, der arbejder med højspændingskabler næppe give dig ret i.

Lær at tegne refleksionsdiagrammer. Så ved du mere om hvordan at diodetilpasningen virker. Et refleksionsdiagram, er det man bruger, når indgange og udgange ikke er lineære, men ulineære komponenter som dioder.

Og lær at bruge computersimulering, som er den absolut eneste vej frem, når antallet af bølger i systemet overstiger 2! Nu har jeg arbejdet med disse ting i omkring 28 år og foretaget hundredevis af computersimuleringer, og det her er hele grundlaget for Max-i, som nu findes i 2. version og har bevist, at systemet virker i praksis og svarer til simuleringerne, når skineffekten tages med. Jeg ved altså godt, hvad jeg udtaler mig om, og gider ikke kommentere yderligere på dit snik-snak endsige læse det.

I dag klapper du det nok bare ind i LT-SPICE

Nemlig - alt andet er håbløst incl. dine manuelle metoder, og det nye Max-i interface http://max-i.org/interface-and-software.html er faktisk også udviklet 100 % i LTSpice og ikke engang bygget op, før printet blev sat i produktion.

Den "wire" er meget veldefineret via ETSI ES 202 971:

Det var med garanti ikke den specifikation Tellabs brugte, for det første taler vi om noget der skete næsten 20 år før første version af ETSI ES 202 971, for det andet var Tellabs meget amerikanske.

Mit gæt er at "house-wire" er noget i stil med det vi idag kender som "CAT-2" og at man skal kigge i en gammel Bell standard for at finde ud af hvilke egenskaber der var eller ikke var garanteret.

Jo, det gør det da så sandelig bl.a. på CAN bussen, fordi de dominerende 0-bit skabes af to drivere med relativ lille indre modstand; men de vigende 1-bit bare skabes af 2 x 120 ohm i parallel, som vist på tegningen på denne side: <a href="http://max-i.org/technical-description.html">http://max-i.org/technical…; , som også viser, at ved CAN forværres problemet yderligere på lange linjer som følge af den korte detekteringstid for vigende bit. Bias-forvrængning har absolut intet med dæmpning at gøre; men skyldes at den energi (spænding x strøm x tid), der tilføres linjen for at generere 1, ikke er den samme som den energi, der genererer 0. Hvis de to energier er de samme, som det altid er tilfældet på Max-i selv under busarbitrering, sker der ingen bias-forvrængning uanset dæmpningen.

Har du et impedanstilpasset kabel, så ser du altid ind i en ren modstand, der har kablets impedans. Men, er der dæmpning i kablet, så vil ske en opladning af kablet, og kablet virker som et RC led, også selvom det er impedanstilpasset.

Det har bestemt noget med dæmpning at gøre. Der er to muligheder for et kabel - relfektioner, der skyldes manglende impedanstilpasning. Og dæmpning. Det virker forskelligt, hvis du har et hurtigt skop. Skyldes det reflektioner, kan du se hvordan at spændingen/strømmen skifter i spring. Mens, skyldes det dæmpning, så opstår en opladning, som hvis du oplader en kondensator.

Nej, tværtimod! Der er absolut ikke tale om en impedanstilpasning, men næsten det modsatte, hvor ca. 50 % af signalet bevidst reflekteres og bruges til at lade linjen op, og den resterende del returneres til forsyningsledningen.

Du kan have impedanstilpasning i både sender side (udgangsmodstand), modtager side (clamping modstand), og begge sider. Hvis det er i begge sider, så er det impedanstilpasset, hvis bare en af impedanstilpasningerne er ok. Har du lad os sige 0 ohm i udgangssiden, så sættes den samme spænding på kablet, som din udgangsdriver har. Den ser ind i kablets impedans, og du kan regne strømmen ud, ud fra ohms lov. Denne strøm, bevæger sig i kablet, indtil den når modsatte side. Spændingsværdien er den samme som der sættes på indgangssiden, da spændingen stadigt følger ohms lov i kablet. Når den når enden af kablet, så vil spændingen være samme spænding, som der sættes ind, hvis den afsluttes med en modstand der er lig kablets impedans. Da svarer det til at kablet er uendeligt langt. Strømmen der afsættes i modstanden, giver en spænding, der svarer præcist til den spænding, som er sat på indgangssiden, og der opstår ikke reflektioner. Sender du digitale signaler ind i kablet, så kan du anvende en ulineær tilpasning i stedet for en modstand. Du skal da vælge den ulineære tilpasning, så den medføre den samme spænding, som din modstand gør. Altså, i det her tilfælde, så skal du vælge den, så den clampes til en spænding der svarer til indgangsspændingen. Skal vi være helt korrekte, så skal du tage hensyn til spændingsfaldet i dioden, og clampe til en spænding der er lidt lavere. Samme skal du gøre ved skift fra 1->0, og får du også skal have en clamping diode på 0. Vælger du at clampe til forsyningsspændingen, får du ikke dæmpe reflektionerne helt, men det gør i de fleste tilfælde ikke noget. Man kan lave nogle diagrammer med en ulineærs komponents karakteristik, og tegne et reflektionsdiagram. Så ser man præcist, hvordan at reflektionerne går i kablet. Det brugte vi i sin tid blandt andet ved CMOS kredse, AS-TTL kredse, og andet diodetilpasset eller med ulineær udgangskarakteristik. Måler du udgangskarakteristikken på din chip, og på din indgang impedanstilpasset, så kan du lave en detaljeret analyse af reflektionerne. I dag klapper du det nok bare ind i LT-SPICE. Men, i gamle dage, der gjorde vi den slags manuelt. Vi havde i sin tid et kursus på DTU, som for længst er nedlagt, der hed videregående digitalelektronik, hvor man lærte den slags, for at kunne lave hurtige digitale kredsløb. Det var dengang, at man satte tingene sammen i hånden, og impedanstilpassede ved at sno wirewrap tråd mere eller mindre kraftigt. Og lodningernes størrelse, blev justeret, for et impedanstilpasse lodningerne.

Nej, det har intet med dæmpningen at gøre, men skyldes bias-forvrængning som følge af, at der ikke sendes symmetrisk, som du faktisk også selv skriver - dog kun med henvisning til NRZ, som ikke er det mest raffinerede, man kan benytte:</p>
<p>Problemet skyldes tab/dæmpning i kablet, og findes ikke i kabler uden tab/dæmpning.

Jo, det gør det da så sandelig bl.a. på CAN bussen, fordi de dominerende 0-bit skabes af to drivere med relativ lille indre modstand; men de vigende 1-bit bare skabes af 2 x 120 ohm i parallel, som vist på tegningen på denne side: http://max-i.org/technical-description.html , som også viser, at ved CAN forværres problemet yderligere på lange linjer som følge af den korte detekteringstid for vigende bit. Bias-forvrængning har absolut intet med dæmpning at gøre; men skyldes at den energi (spænding x strøm x tid), der tilføres linjen for at generere 1, ikke er den samme som den energi, der genererer 0. Hvis de to energier er de samme, som det altid er tilfældet på Max-i selv under busarbitrering, sker der ingen bias-forvrængning uanset dæmpningen.

Så vidt jeg husker, så er det almindelig diodeclamping, hvor du laver impedanstilpasningen ved hjælp af dioder.

Nej, tværtimod! Der er absolut ikke tale om en impedanstilpasning, men næsten det modsatte, hvor ca. 50 % af signalet bevidst reflekteres og bruges til at lade linjen op, og den resterende del returneres til forsyningsledningen. Jeg tænkte godt, at du ikke havde forstået princippet; men det er udførligt beskrevet i Annex A i Max-i specifikationen, som kan downloades her: http://www.max-i.org/specification.pdf . Jeg vil derfor ikke kommentere yderligere på den del; men blot påpege, at en stor fordel ved Max-i-princippet er, at uanset hvor meget dæmpning, der sker som følge af skineffekten, er der yderst begrænset forsinkelse på 0-gennemgangene, og 3-niveau hysteresen, som også ses på figuren, ødelægger netop ikke denne egenskab. Fig. A.20 i specifikationen viser, at der i praksis ikke er tale om en eksponentialfunktion, som et RC-led (blå kurve), men om et "skin-effekt-knæ" (rød kurve) med hurtig stigetid op til et vist punkt, men derefter ekstrem langsom "settle" tid, som bliver meget problematisk ved højere detekteringsniveauer, hvilket er nødvendig ved CAN og andre modstandsterminerede netværk. De to blå linjer på fig. A.21 skal du se bort fra ved Max-i, som den er idag med 3-niveau hysterese, men de er stadig relevante ved andre busser. Det burde være forklaret i specifikationen - beklager.

Nej, det har intet med dæmpningen at gøre, men skyldes bias-forvrængning som følge af, at der ikke sendes symmetrisk, som du faktisk også selv skriver - dog kun med henvisning til NRZ, som ikke er det mest raffinerede, man kan benytte:

Jeg aner ikke, hvad du mener med diodeklampning og dæmpning; men hvis du henviser til feltbussen Max-i's clampnetværk, er din beskrivelse helt misforstået, og som opfinder og konstruktør af det system, ved jeg altså godt, hvad jeg udtaler mig om!

Jeg aner stadig ikke, hvad du mener med den diodetilpasning.

Et andet problem - specielt ved store afstande - er dæmpningen i kablet. Dæmpningen medfører at kablet oplades.

Nej, det har intet med dæmpningen at gøre, men skyldes bias-forvrængning som følge af, at der ikke sendes symmetrisk, som du faktisk også selv skriver - dog kun med henvisning til NRZ, som ikke er det mest raffinerede, man kan benytte:

Har du således to signalledere, og sender kun 1 taller, så vil kablet oplades, og kablet virker som du har en kondensator og modstand i serie. For at undgå dette, så plejer man at kode signalerne, så der er lige mange 0'er og 1'er. Derved undgås, at kablet oplades.

Bias forvrængning kan også undgås på andre måder, som f.eks. i feltbussen Max-i, hvor linjen inverteres for hver bit; men hvor 0 og 1 ikke er lige lange. At så Max-i yderligere scrambles, så der ved lange telegrammer er nogenlunde lige mange 0 og 1, er en anden sag.

Men, dæmpningen i kablet, gør stadigt at signalniveauet bliver mindre, og ved lange kabler, kan signalniveauet dæmpes fra mange volt til få millivolt. Det er her, at der er problemer med impedanstilpasningen.

Nej, dæmpning og impedanstilpasning har intet med hinanden at gøre ved frekvenser, der er så høje, at R << jωL.

Dæmpes signalet, så kan du ikke mere dæmpe med dioder, men skal bruge modstande. Det er dog ikke helt korrekt - for du kan godt dæmpe med dioder, hvis du kender signalværdien. Det vil sige, at du skal clampe til spændinger der er lavere, fordi der er tab i kablet. Man kan gøre det, at man måler på signalværdierne, og anvender de målte værdier til diodeklampningen, f.eks. ved at generere klampingspændingerne ud fra den målte signalværdi.

Jeg aner ikke, hvad du mener med diodeklampning og dæmpning; men hvis du henviser til feltbussen Max-i's clampnetværk, er din beskrivelse helt misforstået, og som opfinder og konstruktør af det system, ved jeg altså godt, hvad jeg udtaler mig om!

Det kan give bedre impedanstilpasning, når dæmpningen i kablet er stor.

Vrøvl igen; men man får færre problemer med refleksioner, fordi de naturligvis også dæmpes.

Forestil dig, at du på indganssiden har et signalsving på 5V, og på udgangssiden har et signalsving på 50mV. Signalet på udgangen vil svinge +/-25mV omkring halvdelen af udgangsspændingen, forudsat at signalet er moduleret så der er lige mange 1'er og 0'er. En spænding der svinger så lidt, vil ikke påvirkes af diodetilpasningen, med mindre at der klampes til spændinger på +/-25mV. Dette er ikke nemt at gøre perfekt, med dioders karakteristik. Og dioder har også kapaciteter, der kan påvirke signalet.

Jeg aner stadig ikke, hvad du mener med den diodetilpasning.

Man kan sagtens køre endog meget hurtigt på f.eks. et PE- eller PEX-isoleret installationskabel koblet som en balanceret 4-trådsforbindelse, hvor de to modstående ledere er forbundet sammen - enten direkte eller med en DC-forskel (forsyning). Det benyttes på Max-i feltbussen . Et sådant kabel har den fordel, at det ikke behøver at være parsnoet for ikke at koble med nabokabler, og man kan derfor bruge store kvadrater og dermed overføre store forsyningsstrømme. Desuden får hvert par en stor overflade, hvilket reducerer skineffekten.

Det er korrekt, at impedansen ikke altid er vigtigt. Men, det er vigtigt, at impedansen er ensartet. Er der et forskel på impedanserne, så medfører det reflektioner. Dette er primært et problem ved analoge signaler, fordi at disse er ekstra følsomme.

Et andet problem - specielt ved store afstande - er dæmpningen i kablet. Dæmpningen medfører at kablet oplades. Har du således to signalledere, og sender kun 1 taller, så vil kablet oplades, og kablet virker som du har en kondensator og modstand i serie. For at undgå dette, så plejer man at kode signalerne, så der er lige mange 0'er og 1'er. Derved undgås, at kablet oplades. Men, dæmpningen i kablet, gør stadigt at signalniveauet bliver mindre, og ved lange kabler, kan signalniveauet dæmpes fra mange volt til få millivolt. Det er her, at der er problemer med impedanstilpasningen. Dæmpes signalet, så kan du ikke mere dæmpe med dioder, men skal bruge modstande. Det er dog ikke helt korrekt - for du kan godt dæmpe med dioder, hvis du kender signalværdien. Det vil sige, at du skal clampe til spændinger der er lavere, fordi der er tab i kablet. Man kan gøre det, at man måler på signalværdierne, og anvender de målte værdier til diodeklampningen, f.eks. ved at generere klampingspændingerne ud fra den målte signalværdi. Det kan give bedre impedanstilpasning, når dæmpningen i kablet er stor. Forestil dig, at du på indganssiden har et signalsving på 5V, og på udgangssiden har et signalsving på 50mV. Signalet på udgangen vil svinge +/-25mV omkring halvdelen af udgangsspændingen, forudsat at signalet er moduleret så der er lige mange 1'er og 0'er. En spænding der svinger så lidt, vil ikke påvirkes af diodetilpasningen, med mindre at der klampes til spændinger på +/-25mV. Dette er ikke nemt at gøre perfekt, med dioders karakteristik. Og dioder har også kapaciteter, der kan påvirke signalet.

Hvis man bruger flere af lederne i et strømkabel vil man med stor sandsynlighed få krydstale - også på de lavfrekvente anvendelser. Den kan til en vis grad dæmpes hvis man lægger nogle af (de ubrugte) ledere til jord.

Det er en sandhed med modifikationer. Impedansen af en linje er giver ved ....

ETSI ES 202 971 beskriver kun - som det også fremgår af dens titel - physical and electrical characteristics of a 2-wire analogue interface for short line interface.

Taler vi om DSL er det ETSI TS 101 952-1-5 som specificerer interfacet. Den specifikation kan ses her: https://www.etsi.org/deliver/etsi_ts/101900_101999/1019520105/01.01.01_60/ts_1019520105v010101p.pdf

I ETSI ES 202 971 er linieimpedansen defineret til 600 ohm, og der er angivet ækvivalensdiagram og forklaringer i standarden. Alt analogt udstyr skal konstrueres til denne linjeimpedans hvis det skal tilsluttes PSTN. Alt udstyr til digital transmission (på en telefonlinje) skal følge ETSI TS 101 952-1-5.

Så sandheden skal ikke modificeres - der er tale om to forskellige specifikationer.

Man kan godt bruge et strømkabel som telefonlinje, men... Det vi taler om her er at erstatte "two miles on housewire" (som Poul-Henning) skriver.

Man kan sagtens køre endog meget hurtigt på f.eks. et PE- eller PEX-isoleret installationskabel koblet som en balanceret 4-trådsforbindelse, hvor de to modstående ledere er forbundet sammen - enten direkte eller med en DC-forskel (forsyning). Det benyttes på Max-i feltbussen . Et sådant kabel har den fordel, at det ikke behøver at være parsnoet for ikke at koble med nabokabler, og man kan derfor bruge store kvadrater og dermed overføre store forsyningsstrømme. Desuden får hvert par en stor overflade, hvilket reducerer skineffekten.

Impedansen i en ETSI ES 202 971 wire er omkring 600 Ohm. DC modstanden skal være så lav, at der kan trækkes en tomgangsstrøm på mellem 18 og 70 mA i kredsløbet (uanset længden - dvs. strømkravet definerer maksimallængden).

Det er en sandhed med modifikationer. Impedansen af en linje er giver ved:

Zo = sqrt((R + jωL)/(G + jωC)), hvor R er loopmodstanden/m, L er loopselvinduktionen/m, C er kapaciteten/m og G er lækledningsevnen/m incl. evt. tab i isolationsmaterialet; men normalt er G << jωC og kan derfor sættes til 0.

For lave frekvenser, hvor R er sammenlignelig med jωL, varierer impedansen kraftigt med frekvensen; men over omkring 100 kHz, hvor R << jωL, bliver impedansen ohmsk: Z0 = sqrt(L/C). Derfor består et ADSL termineringsnetværk ofte af minimum 2 modstande og en kondensator, så impedansen ved høje frekvenser bliver omkring 120 ohm, men i størrelsesordenen 600 ohm ved talefrekvenser.

Det samme gælder IVR, som stadig anvendes mange steder, og som typisk indgår i større anlæg.

Der er mange elevatorkald, husalarmer og person-nødkald der stadig, og i lang tid fremover vil køre med DTMF toner,

Der er mange elevatorkald, husalarmer og person-nødkald der stadig, og i lang tid fremover vil køre med DTMF toner, og disse har været problematiske i lang tid. Det at få de udsendte toner overført uden at fx 2 ens toner afleveres som en enkelt længere tone. Det er ikke bare ligetil, og kan løses

Jeg har faktisk engang brugt 7x1.5mm², eller muligvis 9x1.5mm² kabel til en 64 kbit/s linie på Gulf Rafinaderiet på Stigsnæs.

OK, det ville ikke kunne trække ISDN, men POTS kræver ikke meget.

Prøv i øvrigt at søge efter billeder af telefontråde på google. Så kommer der billeder at elmaster op. Det var telefonen som først kom op i masterne, så ordet telefontråde hang ved, selvom telefonledningerne for længst var gravet ned og det kun var el der hang i masterne.

Du har ikke nævnt noget som ville give en SIP løsning problemer. Faktist vil jeg vurdere det til at være lettere med SIP.

At understøtte visning af en kunde på skærmen er en standard feature i SIP klienter i dag. Og overløb er en primitiv feature.

Men jeg kan godt forstå frygten hos kunderne, som har brugt formuer på at få det til at virke med ISDN, og nu tror det er lige svært med SIP.

Jeg har faktisk engang brugt 7x1.5mm², eller muligvis 9x1.5mm² kabel til en 64 kbit/s linie på Gulf Rafinaderiet på Stigsnæs.

Man kan godt bruge et strømkabel som telefonlinje, men... Det vi taler om her er at erstatte "two miles on housewire" (som Poul-Henning) skriver. Den "wire" er meget veldefineret via ETSI ES 202 971: "Harmonized specification of physical and electrical characteristics of a 2-wire analogue interface for short line interface". Den ligger her: https://www.etsi.org/deliver/etsi_es/202900_202999/202971/01.02.01_60/es_202971v010201p.pdf

Det er ud fra denne specifikation at alt "kobberbaseret" telefonudstyr er bygget. Det forhindre ikke, at man kan bruge andre kabler, men sandsynligheden for at det vil virke falder med kabellængden og anvendelsen.

Det er kablets impedans som spiller ind her. For de helt lavfrekvente anvendelser som almindelig telefoni, har impedansen ikke nævneværdig betydning, men kobler man f.eks. xDSL modemer på, er sagen en anden. De hurtigste af dem vil være kraftigt påvirket af manglende impedanstilpasning, og det vil få dem til enten at drosle ned på en lavere kodning, eller til helt at afbryde og fejlmelde. Er impedanstilpasningen tilstrækkelig skæv kan man også at brænde indgangstrinnet i modemet (og i sjældnere tilfælde DSLAMen) af.

Hvis man bruger flere af lederne i et strømkabel vil man med stor sandsynlighed få krydstale - også på de lavfrekvente anvendelser. Den kan til en vis grad dæmpes hvis man lægger nogle af (de ubrugte) ledere til jord.

Impedansen i en ETSI ES 202 971 wire er omkring 600 Ohm. DC modstanden skal være så lav, at der kan trækkes en tomgangsstrøm på mellem 18 og 70 mA i kredsløbet (uanset længden - dvs. strømkravet definerer maksimallængden).

Umiddelbart synes jeg ikke det lyder så giftigt. Men fair nok, det er ikke alle VOIP udbydere der har et egetudviklet system, hvor man kan lægge sjove features ind.

Her taler vi ikke om 100 numre, men om 5.000 til 20.000 numre, som ikke kun kobler danske PBXer på nettet, men som forbinder f.eks. hele skandinavien, så overløb i f.eks. Sverige håndteres i Danmark.

Samtidig skal anlæggene kunne understøtte de koblinger der ligger mellem PBX og f.eks. de applikationer som styrer forretningen, så f.eks. kundeoplysninger dukker op på skærmen når kaldet tages ind fra kø, og således at disse forretningsdata følger opkaldet når samtalen stilles videre til en anden medarbejder - også selv om kaldet forlader PBXen.

Mange virksomheder ønsker desuden, at udgående opkald kan udstyres med forskellige CLI, afhængig af situation, medarbejder og kunde.

For at drive disse forretningssystemer er PBX integrationen dybt afhængig af, at alle de ISDN faciliteter som bruges for at integrere er understøtter i en ny løsning. Erfaringen viser, at det langt fra altid er tilfældet.

Overgangen til SIP trunking betyder desuden, at man skal portere numre - ofte både de direkte numre og skygge numrene, der skal tages særlig hensyn til f.eks. fail-over (alternativ linjeføring), 112-routing, og kapacitet på bredbåndsforbindelsen i forhold til indgående køer, CLI (nummeridentifikation, som jo er diskuteret meget bl.a. her i Ing.dk), indpasning i VPN på bredbåndsforbindelsen, samt alle de specielle funktioner som en ISDN PRI typisk giver.

Bredbåndsforbindelsen løses som regel med en MPLS. Ja det kan ske der skal lægges en fiber mere ind.

Jeg vil dog mene man kommer langt for 20-30.000 Kr. Men så sparer man mindst 1.000 Kr. om måneden, så det tjener sig hurtigt ind.

For mange vil løsningen dog typisk være skift til mobiltelefoner og en Cloud PBX.

Af særlig facilitet er f.eks. kombinationen af skyggenumre, mobilnumre og variabel CLI. Det er ikke altid nemt at få til at virke over SIP, specielt ikke hvis vi taler om ældre PBXer.

Jeg troede det skulle være parsnoet af hensyn til støj. Men, hvis de andre ledere var ubenyttet, kan det måske have fungeret.

Det var den "interne" forbindelse mellem to Tellabs multiplexere jeg forlængede, de skrev ingen steder hvad den protokol gik ud på, men den var utrolig robust, op til "two miles on housewire" hvad det så end er:

https://books.google.dk/books?id=7xNVAAAAMAAJ&pg=RA2-PA19&lpg=RA2-PA19&dq=tellabs+331+xplexer+330+dataplexer&source=bl&ots=xA1AyDm9ha&sig=ACfU3U1Q2Tfrf8k4lRCFwBPQZwihzw8HAg&hl=en&sa=X&ved=2ahUKEwjbnvDKmOfsAhVBxoUKHa9eCl4Q6AEwAHoECAEQAg#v=onepage&q=tellabs%20331%20xplexer%20330%20dataplexer&f=false

Re: Illustration</p>
<p>Bruger man virkelig 7x1,5 mm2 flex kabel til teleinstallationer? :)</p>
<p>Jeg har faktisk engang brugt 7x1.5mm², eller muligvis 9x1.5mm² kabel til en 64 kbit/s linie på Gulf Rafinaderiet på Stigsnæs.</p>
<p>Nogen der havde sagt til KTAS-manden at den nye forbindelse selvfølgelig skulle være ved siden af det gamle EDB forbindelser, til trods for hvad der udtrykkeligt stod på ordreseddlen.</p>
<p>Det eneste på lageret der havde mindst fire ledere og var langt nok, var et en rulle med det føromtalte kabel (godkendt til at være nedsænket i opvarmet benzin!) og en tromle med et 5x4mm² (almindeligt) PVC kabel til nedgravning. Vi tog den rulle vi kunne løfte :-)

... i hvilke situationer fortsætter virksomheder med at bruge en ISDN forbindelse, som ikke kan skiftes over på anden internet opkobling?

Udover en "If it ain't broke, don't fix it", i hvilke situationer fortsætter virksomheder med at bruge en ISDN forbindelse, som ikke kan skiftes over på anden internet opkobling?

Der findes ISDN til SIP convertere, både for ISDN2 og ISDN30. Men, når det alligevel skal ændres, er sikkert mere fremtidssikkert at skifte til VOIP.

Overgangen til SIP trunking betyder desuden, at man skal portere numre - ofte både de direkte numre og skygge numrene, der skal tages særlig hensyn til f.eks. fail-over (alternativ linjeføring), 112-routing, og kapacitet på bredbåndsforbindelsen i forhold til indgående køer, CLI (nummeridentifikation, som jo er diskuteret meget bl.a. her i Ing.dk), indpasning i VPN på bredbåndsforbindelsen, samt alle de specielle funktioner som en ISDN PRI typisk giver.

Med blødende hjerte... ISDN revolutionerede reportagelyden i DR. Fra knasende telefonlyd til near-hifi på 64kBit via diverse bitreducerende "æsker" med Poul Smidt i USA som den første, der næsten lød som sad han i et DR-studie. Og det endda kun på 56Kbit, for mere kunne amerikanerne ikke klare. Herefter de øvrige udlandskorrespondenter på stribe, og ISDN blev efterhånden også standard ved alle større internationale begivenheder Efterhånden ISDN på alle fodbold- og håndboldstadions, hvorfra DR kunne tænkes at sende, med Lyngby Stadion som 1. sted med en entusiastisk Frank With som fast mand der. Radiosportens udgifter til linjeleje faldt fra 300.000 til 30.000 årligt, og der blev sparet virkelig mange penge ved at alle højmessetransmissioner og en masse koncerter i provinsen kom hjem via 256Kbit (Musicam) via sammenlægning af 2 stks BRI'er. Der blev sparet utallige mellemhop- og FM-vogne, overnatninger og færgeoverfarter (det var også før broen!!!) og fejlagtige linjeopkoblinger, fordi TeleDanmark ofte kludrede i det. Sågar nærliggende Tivolis koncertsal kom hjem på ISDN, dog på 356 kBit via 3 BRI'er. "ISDN - A Broadcasters Dream Come True" - som BBC sagde. Vi fik lydforbindelse igennem til Grønland præcis den dag Nelson Mandela besøgte landet - og til sydafrika få dage senere. Det var tider... Men for DR har det dog været slut længe. Internettet blev efterhånden hurtigt og stabilt nok, og kunne efterhånden også bestilles ud til mere afsides liggende positioner, og kodningsalgoritmerne blev imponerende gode.

DSLAM’er, ved at indføre PSTN-linjekort, som omsætter PSTN via kobber til VoIP med henblik på videre transport i backbonenettet.

I øvrigt er der ikke noget analogt over ISDN.

Der findes ISDN til SIP convertere, både for ISDN2 og ISDN30.

De som har problemet i dag, er dem som har elsket at betale store årlige telefonregninger til TDC, men ikke ville ofre en krone på investeringer der tjente sig hjem på et par år.

Bruger man virkelig 7x1,5 mm2 flex kabel til teleinstallationer? :)

Jeg har faktisk engang brugt 7x1.5mm², eller muligvis 9x1.5mm² kabel til en 64 kbit/s linie på Gulf Rafinaderiet på Stigsnæs.

Nogen der havde sagt til KTAS-manden at den nye forbindelse selvfølgelig skulle være ved siden af det gamle EDB forbindelser, til trods for hvad der udtrykkeligt stod på ordreseddlen.

Det eneste på lageret der havde mindst fire ledere og var langt nok, var et en rulle med det føromtalte kabel (godkendt til at være nedsænket i opvarmet benzin!) og en tromle med et 5x4mm² (almindeligt) PVC kabel til nedgravning. Vi tog den rulle vi kunne løfte :-)